李金刚1 钟彦儒1 盛祖权2
(1. 西安理工大学自动化与信息工程学院 , 陕西 西安710048；2. 西安电力电子技术研究所)
中图分类号：tm464 文献标识码：a
effects of prc supply load-variance upon inverter switch states
li jin-gang1，zhong yan-ru1，sheng zu-quan2
(1.xi’an university of technology, xi’an 710048, china; 2.xi’an power and electronic research institute)
abstract: this paper analyzes the effects of prc inverter load-variance upon inverter working states, and an important designing factor in the inverter resonant parameters is given, that’s it should be allowed for the switch states under the conditions of rating load or in the confines of load-variance when inverters are designed. the simulations and experiments show the analyze way is verified.
key words: prc supply/ inverter load-variance switch states
在高能物理和医疗电子设备中，经常需要几十万伏的高压大功率电源。这种电源一般都是利用变压器将一固定低压逐级升压获得。为了减小变压器体积和损耗应尽量提高电源频率，并使之为正弦或接近正弦。另外，在大功率高频变换中为减少开关器件的开关损耗，软开关技术的研究与应用非常重要。负载谐振型软开关因其电路拓朴结构简单、控制方便、输出为正弦而在高频逆变器中得到广泛的使用。
本文通过讨论并联负载谐振电源负载变化对逆变器开关特性的影响分析了谐振参数选择的一个重要依据，对设计prc电源主电路和吸收电路等辅助电路有一定指导意义。
1 电路拓扑结构
并联负载谐振电源电路结构如图1所示。l、c构成谐振槽路，负载r与电容c并联。这种结构的电源特点是开关管承受反相电压小、负载适应能力强、输出电压范围宽。
对逆变器输出电压进行傅立叶变换，则谐振槽路输入电压uab可以表示为:[1]其中，vd为逆变器输入直流电压，ωs为逆变器
工作角频率,m=1，2，3……（下同）,uabn为n次谐波电压，谐振角频率为ω0=(1/lc)1/2，品质因数为q=r/(ω0l)， ，n次谐波电流为iln.
谐振槽路中的电流il表示为：
那么，第n次谐波电流有效值iln相对于基波电流有效值il的标么值hn表示为：
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各次谐波电流与基波电流的比值与k、q有关。分析可知，适当选择k值可以使9次以上的谐波与基波比值随q的变化很小，并且hn很小[3]。因此，在下面的分析中都只考虑基波和9次以下的谐波电流。从实验和仿真结果来看这种近似带来的误差非常小。
2 负载特性分析
2.1 负载特性表达式
   由(1)式，令：
 则有下式：
(3)
之间的相角关系。在含有死区的逆变器中这种关系表示的是电流与逆变器驱动信号之间的相位关系：j=0表示电流过零点在死区中间。式中实数项总是大于0的。而虚数项则随着k的变化而不同：当k>;1时虚数项系数也总是大于0，即il滞后uab。当k≤1时虚数项系数的符号与品质因数q和k的大小有关。图2表示il同uab的相角与k，q之间的关系（条件为电源频率20khz，死区时间2μs）。在固定频率谐振电源中k是不变的。由图看出，q增大相角前移，以至于由电流滞后（感性）变为超前（容性）。而在特定电 源中，谐振槽路参数已确定，所以q的变化实际 图2 输出电压、电流的相角与k、q的关系
表现为负载的变化，即：负载变化使逆变器的开关软特性发生改变。
2.2 逆变器工作状态分析
假定k=fs/fo为常数，（这一点在固定输出频率电源中是显而易见的），如k=0.7。关于k、q的选择原则见文献[3]的讨论。在考虑死区的情况下，逆变器工作可以分为三种模式：感性换相；死区内换相；容性换相。如图3所示，其中vt13和vt24分别表示开关管t1、t3和t2、t4的驱动信号。
模式i 感性换相
如图3（a），槽路振荡电流的过零时刻出现在开通信号之后属于完全的感性换相。此时il到死区中间位置的相角j<-360o fstd/2。
换流过程：t1时刻前电流正向流动（通过t1、t3），此时关闭驱动信号来到，原来导通的开关管关闭，在死区td内电流由二极管d2,d4续流。死区过后，开关管 t2,t4导通，然后电流反相。可以看出，在这种模式中开关管开通时承受二极管压降，所以是零电压开通。
模式ii 死区内换相
如图3（b）所示，电流的换相时刻在驱动信号的死区内。此时-360o fstd/2 
(c) 容性换相 (c) q=2.5
图3 逆变器三种工作状态分析 图4 q为不同值时逆变器换相过程仿真
开关过程：电流还未换相时开关管（如t1、t3）的关闭信号来到，电流继续由另外两个开关管（t2、t4）上反并联的二极管(d2、d4)续流。电流反向后，流经刚关闭的开关上反并联的二极管（d1、d3），接着开通信号来到，续流二极管反向截止，电流转移到刚开通的开关管（t2、t4）上。在这种情况下，开关管的工作状态即不是零电压也不是零电流，关断电流较小，而开通时由于二极管的反向恢复造成瞬时桥臂直通。
模式iii 容性换相
如图3（c）所示，电流的过零点超前于相应关闭驱动信号，使逆变器工作在完全的容性状态。此时j>;360o fstd/2。
开关过程：槽路电流已经换相而相应开关管（t1、t3）并没有关断，电流由其上反并联的二极管（d1、d3）续流。开关管关闭信号来到，经过死区之后，另一对开关管（t2、t4）的开通信号来到，电流由续流二极管（d1、d3）转移到刚开通的开关管（t2、t4）上。这种情况下，开关管在零电流下关断，而开通时即非零电流也非零电压，而且也存在二极管反向恢复造成的开关管开通瞬时大电流。
根据prc电源的设计实例，工作频率fs=20khz，开关管选用igbt，死区时间设计为td =2us。则360ofsítd/2=18o。由图2，
在k=0.7时，q<1.4逆变器为感性换相，1.4;2.2为容性换相。
3 仿真结果
三种工作模式的pspice仿真波形如图4所示，其中i(d1)和i(d4)是反并联二极管d1和d4的电流波形，uds和i(c1)分别是开关管t1两端的电压和流过的电流波形，uab是逆变器输出端电压，i(l)是谐振槽路中的电流。仿真按实际电源的设计为条件：fs=20khz，f0=28.5khz,即k=0.7，死区时间td=2μs。
从图4可以看出，q=1.1时逆变器工作于感性换相，在每次换相中只有一个二极管续流。q=1.7时逆变器工作在死区内换相，每次换相中一个桥臂上的两个二极管均有续流过程。q=2.5时逆变器工作在容性换相，每次换相在一个桥臂上只有已经关断的开关管上反并联二极管参与续流，但正是由于它的续流，当另一个开关管开通时，因为二极管反向恢复时间的存在造成开关管的瞬时电流很大。
4 试验与结果分析
试验波形如图5所示,电源输出额定功率p=5kw，工作频率20khz，谐振频率28.5khz。即k=0.7。负载的变化体现在q值的不同上。
（a） q=1.1 (b) q=1.7 (c) q =3.5
图5 额定5kw电源负载变化时逆变器输出波形 |
通过分析可以看出，在模式i的情况下，其关断电流与td、q和k的大小有关，缺点是开关管的关断应力较大。模式ii存在的缺点是电流换相时逆变器处于失控状态（死区内），而且由于二极管反向恢复电流的存在会使开关管开通瞬间的电流较大，从而增大了管子的开通应力，也相应使开关损耗增大。模式iii的开通状态，也存在相同的缺点。设计电源时可以选定在额定负载下的工作状态，即选定q值。k≥1时总是感性换相；k<1时， 若设定额定负载时为模式iii，则随负载的减轻逆变器工作状态不会变化（总是容性）。若额定负载时选定模式i，则随着负载的减轻逆变器状态将由模式i变到模式iii，这将给吸收电路等辅助电路的设计带来许多不便。
5 结 语
对prc电源负载变化对逆变器工作状态的影响进行了理论的分析和试验的验证。由于负载变化使逆变器开关有三种不同的工作特性，每一种特性又各有优缺点。因此，在进行prc电源设计时要充分考虑电源额定负载及在额定负载一定范围内变化时选定的工作状态，从而能够设计出更为安全可靠的吸收、保护等辅助电路，降低电源的故障率。
实际的prc电源设计要考虑的因素很多[3]。一台电源可以工作在额定负载和轻负载下，负载变轻意味着q增大。根据前面的分析与试验可以知道，q增大使逆变器工作状态的变化是单向性的，即：向容性的方向转变。如果在额定负载时逆变器工作在感性状态，则在电源的全程工作范围内势必造成逆变器有三种不同的工作状态，会给吸收、保护等辅助电路的设计带来困难。因此在本电源设计时，额定负载取q=2，这样使逆变器总是在容性状态下运行。所有的辅助电路均以逆变器的容性为实际依据。
参考文献：
[1] robert l.steigerwald. high-frequency resonant transistor dc-dc converters.ieee trans.ind.electron. 1984,31(2):321～331
[2] oruganti.r., how,t.c.. resonant-tank control of parallel resonant converter . ieee trans.,1993 pe-8,(2),127-134.
[3] 李金刚 钟彦儒. 一种并联负载谐振电源谐振槽路参数的设计方法. 电力电子技术，2001（4）：5-7 .
作者简介：
李金刚（1968-） 男，西安理工大学讲师，在职博士研究生，研究方向为负载谐振开关电源和感应加热电源。
