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磁性应用技术讲座Ⅱ高频磁性测量

磁性应用技术讲座Ⅱ高频磁性测量 Applied magnetics   2

电子装置小型化、高速化、多功能化是随着元器件的集成化、混合集成化和工作频率高频化，以及支持它们的微细加工技术、表面安装技术的进步而发展起来的。现在电子元器件的小型和集成化，使用范围迅速扩展，使家电产品、精密机械、汽车等的电子化快速发展。通信领域使用频率，随着新系统开发向高频发展，移动通信、卫星通信等新通信方式中，使用频率正向GHz频段发展。     磁性体在工业中的应用遍及测量和控制等电子装置、信息记录和能量转换等，领域很广。其中用于电子装置的磁性元器件，多以电感器、变压器为主。与其它电子元器件相比，由于使用立体式材料、磁芯上绕线圈的结构等原因，磁性元器件体积大，工作频率上限低。但是，从LSI制作技术产生的微细加工技术、薄膜制作方法的进步，可在数百MHz以上频段使用的磁性薄膜的出现，自1969年以来，大量开展以元件小型化、平面化、高频化为目的的微型磁性元器件的研究。微型磁性元件一般由薄膜导体线圈、薄膜磁性体和薄膜绝缘体构成，由于是平面结构，散热容易，允许的电流密度大幅增大；与其它元件复合，形成新功能器件的可能性也增大。本次讲座阐述微型磁性元件通常使用的高频段的阻抗测量和磁性薄膜的高频磁导率测量。 1 微型磁性元件的高频阻抗测量     由于微型磁性元件具有平面结构，在数十MHz～GHz的微波频段工作，因此，要用与低频段不同的阻抗测量方法。     一般微波频段不能将电路看作集中参数电路来处理。电路或装置间的信号传输线本身具有的电感或电容，也必须作为分布参数电路来考虑。通常，电路内各元件间的连接等短距离传输线路采用微带线；主传输线路则采用同轴电缆。 1.1 传输线路中的阻抗     图2.1表示传输线路接收端接有阻抗Z负载的情况下，线路中传输的电流和电压可分解为分别向着接收端和发送端的复数电压Vi（入射电压）和Vr（反射电压），以及复数电流Ii（入射电流）和Ir（反射电流）。把向着同一方向的电压和电流之比Z0称为特性阻抗。设传输线路的电阻为R、电导为G、电感为L、电容为C，角频率为ω，特性阻抗Z0可表示为：     设传输线路是均匀的无损耗的，特性阻抗就变为Z0=，是一个纯电阻。一般传输线路设计成Z0=50Ω；特殊情况为Z0=75Ω。     特性阻抗Z0与负载Z相匹配状态，即Z0=Z的时候，入射到负载上的电压完全被负载接收，不产生反射。但是，在不匹配，即Z0≠Z时，入射到负载上的电压的一部分或全部被反射。将反射电压Vr与入射电压Vi之比Γ称为电压反射系数，或只称为反射系数，一般为复数。特性阻抗Z0和负载阻抗Z之间有如下关系：     在微波这样的高频段，为了测量负载阻抗Z，首先测出(2.2)所示的反射系数Γ，再用已知的特性阻抗Z0求出负载阻抗Z。     微波频段的电路特性，通常用根据功率的四端电路的S矩阵（散射矩阵）表示。四端电路的输入输出端称为端口，端口位置称为基准面。图2.2表示用S矩阵表示的四端被测电路：a1、a2分别表示在基准面1、2的入射波；b1、b2分别表示反射波。入射波与从基准面向被测电路传输的电压波同相位；振幅与功率平方根成正比。反射波与从被测电路出来经过基准面的电压波同相位；振幅也与功率的平方根成正比。S矩阵根据入射波和反射波的关系，把被测电路特性规定如下：     式中，S11、S12、S21、S22为S矩阵单元（S参数），是具有绝对值和相位的复数。S11和S22分别表示通过特性。如果被测电路是对称的，则S11=S22；如果是无源电路，则S12=S21。现在广泛使用的网络分析仪是用来高精度测量S参数的仪器。 1.2 网络分析仪     网络分析仪是测量线性电路网络在高频段通过特性和反射特性的装置。具体地讲，它可以测量元器件或传输线路的S矩阵，由内置的计算机求出复数阻抗，或者画出史密斯阻抗圆图。但是，网络分析仪具有内部各电路元件的反射和定向耦合器逆向泄漏等缺点，有时会使测量精度下降。因此，必须接入已知值的标准器代替被测电路，用此时的响应特性对测量系统进行校正。校正用的标准器可以是开路、短路、接50Ω负载等。 1.3 阻抗测量     微型磁性元件的高频阻抗可用网络分析仪测出S参数求得。在微型磁性元件构成电路简单的情况下，测出S参数中S11表示反射特性，或者S21表示通过特性中的任何一个，就可求出阻抗。这里以玻璃基片上的梳状平面线圈为负载时的阻抗测量的例，介绍反射测量法和通过测量法。 1）反射测量法     将特性阻抗为50Ω传输线路接到网络分析仪上，负载Zr接在端部。负载基片尺寸为数mm见方，很小。因此制作图2.3中罩有屏蔽箱的夹件。负载置于微带线端部的接地导体面上。负载一端用连接线与接地面相接；另一端与微带线端部相接。微带线通过通孔，用SMA变换接头变换成同轴电缆，接到网络分析仪上。设微带线和连接线的接点为基准面，用网络分析仪求S11（这种情况下S11=Γ），从基准面向右看的阻抗Z′r由下式求出：     式中，Z0=50Ω。阻抗Z′r减去由形状计算所得的连接线阻抗，就可求得平面线圈的阻抗Zr。假设这个阻抗等效于电阻Rm和电感Lm的串联，则 Zr=Rm+jωL                        (2.5) 就可求出Rm和Lm。     下面介绍测量中的注意事项。首先，为了将微带线阻抗调整为50Ω，必须把它的宽度弄精确。微带线阻抗由微带线宽度和绝缘层介电常数和厚度决定，宽度偏差10%，则特性阻抗变化7%。其次，通孔部分也必须是特性阻抗为50Ω，其结构、孔径是重要因素。反射特性测量前预先进行基准面校正，需将开路、短路、接50Ω负载三种标准接头接在基准面上进行。必须使接负载时的基准面位置和校正时的基准位置一致。例如，基准面偏差3mm，在300MHz下就有10～15%误差。 这样，高频段阻抗测量时必须注意电路中没有不匹配部分；测量时电路长度（基准面位置）不产生差异。频率越高，这些因素对精度影响大。 2）通过测量法     图2.4中是将阻抗Zr的四端电路元件作为负载的通过特性测量电路。通过测量S矩阵的S11、S21可决定四端电路元件的特性。     图2.4(a)中将负载Zr串联接入电路时，S参数和负载阻抗Zr的关系为     图2.4(b)中并联接入时，关系为：     负载为梳状线平面线圈时，与接地导体面并联的杂散电容对测量影响大。因此，串联接入时很难准确确定电感特性。通常采用并联接入。这时，负载阻抗Zr和测量的S参数S21之间有如下关系：     实际测量中，负载用连接线与微线带和接地导体面相接，测量负载阻抗前，先要校正负载不与微线带相接时的振幅和相位，以此为基准，测量负载阻抗。从实验值中减去从形状计算出的连接线电阻和电感值，就可消除连接线电阻和电感对测量的影响，求得负载本身的电阻和电感值。     图2.5表示用并联接入通过法测得的、低频下电阻和电感设计值分别为39nH和8.4Ω的、线宽度为30μm、线间距50μm、厚7.3μm、15匝、长3.5mm的梳状线平面线圈的电阻和电感的频率特性。在1MHz～1GHz范围内，测量值与计算值符合良好，测量精度高。     并联接入的通过法注意事项是，充分考虑采用的网络分析仪测量精度来把握可以测量阻抗的频率范围。如果四端元件电阻和电抗变大，接近电气开路状态，网络分析仪增益和相位分辨率的界限就会有问题。由此决定测量可靠性高的频率范围。例如，采用HP8752A网络分析仪时，如果电阻为10Ω以下，电感为30～300nH，就可以在1MHz～1GHz范围内高精度测量阻抗。 2 高频磁导率测量     磁性薄膜高频磁导率是表示磁性薄膜性质的基本参数。它的测量在材料和器件两方面中开发都是必不可少的。近年，磁记录高密度化，希望测量磁头用磁性薄膜高频磁导率；同时，随着微型磁性元器件研究快速发展，也需要评估高电阻磁性薄膜的高频磁性。因此，在1MHz～数GHz宽频带内磁导率测量日渐重要。传统的磁性薄膜磁导率测量法有：铁氧体磁轭法（～10MHz）、8字形线圈法（100kHz～100MHz）、传输线路法（100MHz以上）。     铁氧体磁轭法是用磁性薄膜和铁氧体轭构成封闭磁路，从铁氧体磁轭上的线圈阻抗求出磁性薄膜磁导率。传输线法是用网络分析仪测量S参数S21和S11，再由S参数算出磁导率。但由于磁性薄膜基片和空间电磁场边界条件解析不充分，测量精度不高。8字形线圈法现在通常用于1～100MHz频段。它是将8字形检测线圈插入平行导体板励磁线圈内，由交链磁通时间微商决定的感应电压随磁性薄膜的有无而变化，来求出磁导率。8字形线圈法中，用两个尺寸几乎一样的单匝线圈，把样品插入其中一个线圈，另一个线圈与它差动连接。测量频率上限由8字形线圈的LC共振频率决定。   本讲座介绍近年新开发的用平面型屏蔽环形线圈作为检测线圈的磁导率测量法。它的测量极限由线圈的共振波长决定，因此要在线圈设计上下功夫，测量频率可以非常高，在数百MHz上频段成问题的电场感应电压，也可抑制得很低，因此，可在1MHz～3GHz以上宽频带内测量磁导率。 2.1 励磁线圈     一般说来，为了提高共振频率，励磁线圈匝数应少；样品放置范围内磁场应均匀。采用由平行平板导体构成的单匝线圈，作为高频磁导率测量用的励磁线圈。励磁线圈作为平行平板传输线路，要根据分布参数传输线路理论进行处理。为了在1MHz～数GHz超宽频带下测量，励磁线圈应与频率无关，产生均匀的一定强度的磁场。因此，励磁线圈内部应尽量抑制电磁场的反射；用单一的TEM模式激励。图2.6表示励磁线圈之一例。平行平板导体宽度和平板间隔设计成特性阻抗为50Ω；励磁线圈的全长，为直到使用频率上限还可以仅用TEM模式激励的尺寸。楔形部分的截面尺寸，使它对电磁场传播方向特性阻抗为50Ω。励磁线圈的理想情况是：在插入其内部的检测线圈附近，磁场分量最强，而电场分量为零。但励磁线圈中，由于平行平板导体的终端设置有短路板，线圈内形成驻波：终端磁场最大，电场最小；离开终端，磁场减小，电场增大。因此，插入其内部的检测线圈必须尽量靠近短路板。 2.2 平面型屏蔽环形检测线圈     图2.7表示平面型屏蔽环形检测线圈之一例。它是用多层印制电路板将屏蔽的环形天线做成平面结构而成。使用2块双面铜箔聚四氟乙烯基板，一块基板的一面形成接地导体面，另一面形成半匝内部导体图形；另一个块基板的一面形成接地导体面，另一面把铜箔除掉，将2块基板粘合在一起。线圈具有由两个接地导体面夹着内部导体面的三层结构；由特性阻抗为50Ω的矩形半匝带线，和在短路点与该内部导体相接的半匝接地导体面构成一个单匝线圈。线圈终端，接地导体面通过气隙形成上下分离结构，以抑制接地导体面内流动涡流。     如果用短路板将励磁线圈终端短路，终端磁场就最大。与此相反，如果将终端开路，终端电场就最大。把检测线圈置于励磁线圈终端，将终端短路或开路，比较终端附近的磁场和电场为最大时的检测线圈输出。这时，由磁场感应电压与频率成正比；由电场感应电压与频率的二次方成正比。结果，在2GHz以下平面型屏蔽环形线圈中，磁场感应电压要比电场感应电压大三倍以上。这是因为带线构成的内部导体被接地导体面夹在中间，励磁线圈外部的导体形成的电场被屏蔽；同时接地导体面终端有气隙，使接地导体面环流的涡流小而产生的。     图2.6中平面型屏蔽环形线圈在励磁线圈中置于靠近短路板的地方。测量频率上限由励磁线圈的驻波波长与检测线圈尺寸之间的关系、励磁线圈产生TEM以外的高次模式、检测线圈的波长共振等因素决定。其中可测磁导率上限由检测线圈的共振波长决定。例如，待测样品宽6mm（线圈宽8mm）时，频率上限为3.5GHz；样品宽1mm（线圈宽3mm）时，频率上限为6.5GHz。     图2.8是采用终端短路的平行平板励磁线圈和平面型屏蔽环形检测线圈，Co85Nb12Zr3薄膜的磁导（=磁导率平均值×膜厚）的测量结果。测量时薄膜易磁化方向加直流磁场Hdc，使磁导率变化。图2.8中(a)为磁导率实部，(b)为虚部；图中曲线是考虑自然共振和涡流的计算值。实测值和计算值符合很好，表明可定量地测量1MHz～3.5GHz的磁导。同时，本装置灵敏度极限是网络分析仪的增益和相位的测量极限。例如，假设用窗口方框为1mm×0.2mm的平面型屏蔽环形检测线圈，可以测量μ=100、膜厚1μm，宽度为12μm以上的样品。 参考文献 日本应用磁气学会2000年24卷第6期，1100～1104页。

文章作者： 吴安国 译

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